一种变斜率放电驱动电路的制作方法

文档序号:21281254发布日期:2020-06-27 00:20
一种变斜率放电驱动电路的制作方法

本发明属于模拟集成电路技术领域,具体涉及一种变斜率放电驱动电路。



背景技术:

有源控制栅驱动电路是半桥应用(如同步buck变换器)的核心电路之一,直接影响开关电源工作的可靠性和性能指标。对于高侧功率管而言,n型金属氧化物半导体场效应晶体管(nmosfet)相较于p型金属氧化物半导体场效应晶体管(pmosfet)拥有更高的驱动效率高、更小的器件面积,所以nmosfet更适合作为功率晶体管。针对功率应用,尤其是大功率应用,系统驱动中存在较大的dv/dt和di/dt,emi辐射较为严重,且容易引起串扰问题。emi干扰(电磁干扰)与串扰问题的一个重要来源是功率开关管进行快速充放电造成的dv/dt和di/dt干扰。

传统的驱动电路在快速导通和关断的瞬间会产生较高的emi干扰,对芯片的可靠性产生严重影响,现有技术中提出了采用变斜率充电驱动来解决充电时的高emi问题,但对于放电时的高emi问题却很少有提出解决方案,采用单一速度对功率管进行放电同样会导致较高的emi干扰。



技术实现要素:

针对上述传统驱动电路在放电时的高emi问题,本发明提出一种变斜率放电驱动电路,针对功率管放电阶段,利用不同阶段的放电能力,控制功率开关管的放电斜率,具有快速、低emi与高可靠性的特点。

本发明的技术方案为:

一种变斜率放电驱动电路,输入信号为dc-dc变换器中高侧功率管的栅极逻辑控制信号,输出信号连接所述高侧功率管的栅极,所述变斜率放电驱动电路包括电平位移器、第一反相器、第二反相器、第三反相器、第四反相器、第五反相器、第一电阻、第三电阻、第一电容、第一nmos管、第一耐压nmos管、第二耐压nmos管、第三耐压nmos管、第二耐压pmos管、第三耐压pmos管和第四耐压pmos管,

电平位移器的输入端连接所述变斜率放电驱动电路的输入信号,其输出端连接第一反相器的输入端;所述电平位移器用于将处于低电源轨电压域的所述变斜率放电驱动电路的输入信号提升到高电源轨电压域,其中低电源轨为低电源电压到地电平,高电源轨为高电源电压到地电平;

第二反相器的输入端连接第一反相器的输出端并通过第一电阻后连接所述高电源电压,其输出端输出第一控制信号并连接第三反相器的输入端、第二耐压nmos管的栅极和第二耐压pmos管的栅极;

第三反相器的输出端输出第二控制信号并连接第四反相器的输入端和第一电容的一端;

将所述第二控制信号进行充电后获得第三控制信号,充电后获得的所述第三控制信号的电源轨为两倍高电源电压到高电源电压;所述第三控制信号连接第一nmos管的栅极并用于为所述高侧功率管充电;

第一nmos管的漏极连接第二耐压pmos管的源极和第三耐压pmos管的栅极并连接所述高电源电压,其源极连接第一电容的另一端、第三耐压pmos管的源极和第二耐压pmos管的衬底;

第二耐压nmos管的漏极连接第二耐压pmos管的漏极、第三耐压pmos管的漏极和第一耐压nmos管的栅极,其源极连接地电平;

第四耐压pmos管的栅极连接第一耐压nmos管的源极和所述dc-dc变换器中高侧功率管与低侧功率管的连接点,其源极连接第一耐压nmos管的漏极并输出所述变斜率放电驱动电路的输出信号,其漏极通过第三电阻后连接第三耐压nmos管的漏极;

第三耐压nmos管的栅极连接第四反相器的输出信号经过第五反相器后的信号,其源极连接地电平。

具体的,所述变斜率放电驱动电路还包括第一耐压pmos管、第二电阻和第二电容,第二电阻的一端连接所述高电源电压,另一端连接第一耐压pmos管的栅极并通过第二电容后连接地电平;第一耐压pmos管的源极连接所述第三控制信号,其漏极连接所述高侧功率管的栅极。

具体的,所述第一反相器、第二反相器、第三反相器、第四反相器和第五反相器为带放大功能的反相器。

本发明的有益效果为:本发明提出了对dc-dc变换器的高侧功率管栅电容的变斜率放电驱动,设计了两条放电通路来控制放电速度,从而实现变斜率分段放电驱动功率管的目的,能够有效避免单一速度快速放电功率管栅极电容带来的emi干扰;利用电荷泵代替电平位移器得到高压信号,简化了电路,提高了驱动电路的工作性能和安全可靠性。

附图说明

图1为本发明提出的一种变斜率放电驱动电路的结构示意图。

图2为本发明提出的一种变斜率放电驱动电路放电时的示意图。

图3为本发明提出的一种变斜率放电驱动电路充电时的示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述。

本发明提出一种变斜率放电驱动电路,能够适用于dc-dc变换器,对dc-dc变换器中的功率管进行控制,dc-dc变换器包括高侧功率管和低侧功率管,高侧功率管和低侧功率管的连接点为开关节点sw,由于开关节点sw的emi主要来源于开关管动作,所以本发明提出的变斜率放电驱动电路通过对高侧功率管栅极进行驱动,控制高侧功率管栅电容的放电支路即可控制放电速度。

如图1是本发明提出的变斜率放电驱动电路的结构示意图,包括电平位移器ls、第一反相器inv1、第二反相器inv2、第三反相器inv3、第四反相器inv4、第五反相器inv5、第一电阻r1、第三电阻r3、第一电容c1、第一nmos管mn1、第一耐压nmos管mhn1、第二耐压nmos管mhn2、第三耐压nmos管mhn3、第二耐压pmos管mhp2、第三耐压pmos管mhp3和第四耐压pmos管mhp4。电平位移器ls的输入端连接变斜率放电驱动电路的输入信号,其输出端连接第一反相器inv1的输入端,变斜率放电驱动电路的输入信号是dc-dc变换器中高侧功率管的栅极逻辑控制信号h_ctrl。电平位移器用于将处于低电源轨电压域的变斜率放电驱动电路的输入信号提升到高电源轨电压域,其中低电源轨为低电源电压vddl到地电平,高电源轨为高电源电压vddh到地电平;第二反相器inv2的输入端连接第一反相器inv1的输出端并通过第一电阻r1后连接高电源电压vddh,其输出端输出第一控制信号h_1并连接第三反相器inv3的输入端、第二耐压nmos管mhn2的栅极和第二耐压pmos管mhp2的栅极;第三反相器inv3的输出端输出第二控制信h_inv1号并连接第四反相器inv4的输入端和第一电容c1的一端;将第二控制信号h_inv1进行充电后获得第三控制信号h_2,充电后获得的第三控制信号h_2的电源轨为两倍高电源电压2vddh到高电源电压vddh;第三控制信号h_2连接第一nmos管mn1的栅极并用于为高侧功率管充电;第一nmos管mn1的漏极连接第二耐压pmos管mhp2的源极和第三耐压pmos管mhp3的栅极并连接高电源电压vddh,其源极连接第一电容c1的另一端、第三耐压pmos管mhp3的源极和第二耐压pmos管mhp2的衬底;第二耐压nmos管mhn2的漏极连接第二耐压pmos管mhp2的漏极、第三耐压pmos管mhp3的漏极和第一耐压nmos管mhn1的栅极,其源极连接地电平;第四耐压pmos管mhp4的栅极连接第一耐压nmos管mhn1的源极和dc-dc变换器中高侧功率管与低侧功率管的连接点即开关节点sw,其源极连接第一耐压nmos管mhn1的漏极并输出变斜率放电驱动电路的输出信号连接高侧功率管的栅极,其漏极通过第三电阻r3后连接第三耐压nmos管mhn3的漏极;第三耐压nmos管mhn3的栅极连接第四反相器inv4的输出信号经过第五反相器inv5后的信号,其源极连接地电平。

一些实施例中,变斜率放电驱动电路还设置了第一耐压pmos管mhp1、第二电阻r2和第二电容c2,第二电阻r2的一端连接高电源电压vddh,另一端连接第一耐压pmos管mhp1的栅极并通过第二电容c2后连接地电平;第一耐压pmos管mhp1的源极连接第三控制信号h_2,其漏极连接高侧功率管的栅极。相当于增加一个开关功能控制第三控制信号h_2为高侧功率管的栅电容充电。虽然本发明提出的驱动电路用于控制放电,但为了保证充电支路有足够的驱动能力,还可以优选设置第一反相器inv1、第二反相器inv2、第三反相器inv3、第四反相器inv4和第五反相器inv5为带放大功能的反相器。

本发明采用变斜率放电策略,针对功率管放电阶段,利用不同阶段的放电能力,控制功率开关管的放电斜率。本发明主要有两条支路,如图2所示,一条是由第一耐压nmos管mhn1做开关管从开关节点sw后接负载放电的主要放电支路a,另一条是由第四耐压pmos管mhp4、第三耐压nmos管mhn3和第三电阻r3组成的放电到地的辅助放电支路b。本发明通过增加放电初期的放电支路,对功率管的栅驱动放电过程进行优化,实现了快速、低emi与高可靠性的目的。此外,本发明的主要放电支路还利用了电荷泵电容(即第一电容c1)位移电平放电控制信号以开启高侧驱动电路中的放电管,避免了额外的电平位移器以位移控制信号,下面以将本发明提出的变斜率放电驱动应用到buck变换器为例,详细描述本发明的工作工程和工作原理。

高侧功率管的栅极逻辑控制信号h_ctrl是低电源电压vddl电压域的信号,首先需要将低电源轨电压域即vddl电压域下的栅极逻辑控制信号h_ctrl经电平位移器ls抬至到高电源轨电压域即vddh电压域,vddl电压域的低电平是地电平gnd,高电平是低电源电压vddl,vddh电压域的低电平是地电平gnd,高电平是高电源电压vddh。

经过电平位移器抬升后的栅极逻辑控制信号h_ctrl再经过两个反相器inv1和inv2得到与栅极逻辑控制信号h_ctrl同相的第一控制信号h_1,第一控制信号h_1控制由第二耐压pmos管mhp2、第二耐压nmos管mhn2组成的耐压反相器实现充放电第一耐压nmos管mhn1栅极电压。第一控制信号h_1再经过第三反相器inv3得到与栅极逻辑控制信号h_ctrl反相的第二控制信号h_inv1。

第二控制信号h_inv1经第一电容c1抬升电压得信号h_3,信号h_3和搞电源电压vddh的压差控制第三耐压pmos管mhp3的开关。第三耐压pmos管mhp3开启时,可将主要放电支路的开关管即第一耐压nmos管mhn1的栅极输入电容连接至第一电容c1上级板的h_3信号,第一电容c1上电荷因此传递到第一耐压nmos管mhn1的栅极输入电容上为其充电,使第一耐压nmos管mhn1的栅极电压抬升,因此本发明通过采用电荷共享技术快速开启了第一耐压nmos管mhn1。第二耐压pmos管mhp2在驱动放电时开启,用于保持第一耐压nmos管mhn1栅极电压信号稳定在高电源电压vddh,开启第一耐压nmos管mhn1使高侧功率管栅极驱动信号hdrv放电高侧功率管栅电容。即使当第一耐压nmos管mhn1栅极电压过高,反向开启第二耐压pmos管mhp2,第一耐压nmos管mhn1栅极往高电源电压vddh放电,但最终仍会被第二耐压pmos管mhp2钳位在高电源电压vddh。因为第二耐压pmos管mhp2漏极电压会达到高电源电压vddh以上,为了保证第二耐压pmos管mhp2的正常使用,将第二耐压pmos管mhp2的衬底连接该模块内最高电位即h_3信号。

功率管栅极驱动包括充电和放电,通过充电支路将第二控制信号h_inv1提升到第三控制信号h_2,提升后的第三控制信号h_2在vddh-2vddh电压域下,是与栅极逻辑控制信号h_ctrl同相的信号。第三控制信号h_2用于控制第一nmos管mn1的开关和对第一电容c1的补充电荷,一些实施例中设置了第一耐压pmos管mhp1,第三控制信号h_2通过控制第一耐压pmos管mhp1使高侧功率管栅极驱动信号hdrv充电高侧功率管栅电容。第一电阻r1为栅极驱动信号hdrv提供初值,第二电阻r2和第二电容c2串联为第一耐压pmos管mhp1栅极提供稳定的vddh电压。第二耐压nmos管mhn2用于在高侧功率管栅极驱动充电时放电第一耐压nmos管mhn1栅极,关断放电hdrv的主要支路。

第四耐压pmos管mhp4和第三耐压nmos管mhn3组成辅助放电支路,第四耐压pmos管mhp4的放电电流与高侧功率管栅源电压vgs_mh成比例,具有饱和区中晶体管的电压-安培特性。栅极驱动放电期间,如果vgs_mh低于第四耐压pmos管mhp4阈值电压后,关断该放电支路。

在功率管开关期间,驱动具体的充放电过程如下描述:

当高侧功率管的栅极逻辑控制信号h_ctrl跳低(gnd)时,控制高侧功率管的栅极驱动信号hdrv放电,电路中各信号状态如图2所示。第一控制信号h_1跳低(gnd),第三控制信号h_2跳低(vddh),信号h_3跳高(2vddh),第二控制信号h_inv1跳高(vddh),第一耐压pmos管mhp1关闭,控制放电支路开启。本发明提出的变斜率放电驱动包括两条放电支路,即图2所示的由第一耐压nmos管mhn1做开关管从sw后接负载放电的主要放电支路a,以及由第四耐压pmos管mhp4、第三耐压nmos管mhn3和第三电阻r3组成的放电到地的辅助放电支路b。下面结合两条放电支路描述具体的栅极驱动放电过程,本发明的变斜率放电驱动放电具体过程分三个阶段,采用了慢-快-较快的分段驱动策略:

(1)第四耐压pmos管mhp4的源栅电压即高侧功率管栅源电压vgs_mh在高侧功率管开启时是一定大于其阈值电压的,所以第三耐压pmos管mhp3在高侧功率管导通后开启,栅极逻辑控制信号h_ctrl跳低,第二控制信号h_inv1跳高后,控制第三耐压nmos管mhn3开启,形成hdrv到gnd的辅助放电支路b开始往gnd放电vgs_mh至米勒平台左右。

(2)在低侧功率管断开而高侧功率管接通时,第一电容c1上电压被充电至高电源电压vddh。驱动放电时,第二控制信号h_inv1跳高后,第二控制信号h_inv1控制信号h_3升压至2vddh,开启第三耐压pmos管mhp3,连接第一耐压nmos管mhn1的栅极电容和第一电容c1的上级板,将第一耐压nmos管mhn1的栅极电压从零快速变为vddh。同时采用关断的第三耐压pmos管mhp3和导通的第二耐压pmos管mhp2来保持第一耐压nmos管mhn1的栅极电压稳定在vddh,第一耐压nmos管mhn1稍微延迟于第三耐压nmos管mhn3开启从sw点放电的主要放电支路a,该阶段里两个放电支路同时放电,在vgs_mh米勒平台区快速放电;

(3)vgs_mh降低至米勒平台以下后,待vhdrv-vsw<vth,mhp4后关断第三耐压pmos管mhp3,及时关闭放电hdrv到gnd的辅助放电支路b,只从主要放电支路a放电。且第二耐压pmos管mhp2维持第一耐压nmos管mhn1栅极电压至vddh,保证主要放电支路a的开启。在低侧功率管开启时维持第一耐压nmos管mhn1开启状态,直到下次需要充电hdrv开启高侧功率管时再关闭,保证高侧功率管关断的可靠性。

当栅极逻辑控制信号h_ctrl跳高(vddl)后,控制对hdrv充电,电路中各信号状态如图3所示。第一控制信号h_1跳高(vddh),第三控制信号h_2跳高(2vddh),信号h_3跳低(vddh),第二控制信号h_inv1跳低(gnd),控制放电支路关闭,第一耐压pmos管mhp1开启对hdrv充电。第二控制信号h_inv1控制第三耐压nmos管mhn3关断,关闭辅助放电支路b;同时,第一nmos管mn1开启,将第一电容c1连接至vddh,为第一电容c1补充电荷,第二控制信号h_inv1经第一电容c1抬升至vddh,信号h_3控制第三耐压pmos管mhp3关断,第一控制信号h_1控制第二耐压nmos管mhn2开启、第二耐压pmos管mhp2关断,放电第一耐压nmos管mhn1栅极到地,保证关断第一耐压nmos管mhn1,关闭主要放电支路a。

通过以上对功率开关管的变斜率栅极放电过程的分析可以看出:首先,本发明利用逐渐减小的电流将高侧功率管栅源极电压快速降低到米勒平台,当需要关断高侧功率管时,高侧功率管的栅极逻辑控制信号h_ctrl为低,此时第一控制信号h_1为低,第三控制信号h_2为低,第二控制信号h_inv1为高,先控制辅助放电管即第三耐压nmos管mhn3开启,与第三电阻r3、第四耐压pmos管mhp4形成hdrv到gnd的通路放电高侧功率管栅源极电压vgs_mh(=hdrv-sw)至米勒平台。然后,第二控制信号h_inv1经电荷泵电容即第一电容c1升压至2vddh的信号h_3使第三耐压pmos管mhp3导通,连接第一耐压nmos管mhn1栅极和第一电容c1上级板,开启主要放电支路mhn1,通过逐渐增加电流并采用适度的放电速度以使功率管从米勒平台平稳过渡。待vhdrv-vsw(高侧功率管vgs)低于第四耐压pmos管mhp4阈值,关断第四耐压pmos管mhp4,关闭辅助放电支路mhn3,第二耐压nmos管mhn2继续放电hdrv,实现分段变斜率放电。最后,第一耐压nmos管mhn1快速关闭了高侧功率管。因此,本发明提出的变斜率放电驱动电路有效地避免了单一速度快速放电功率管栅极电容带来的emi干扰,放电初期多增加放电到gnd的辅助放电支路能够加快主要放电支路开启前的放电速度,且利用了电荷泵即第一电容c1代替传统驱动电路中的电平位移器得到高压信号,简化了电路,提高了驱动电路的工作性能和安全可靠性。本发明通过设置由第一控制信号h_1控制的第二耐压pmos管mhp2和第二耐压nmos管mhn2构成的反相器,能够在需要时候放电或者钳位第一耐压nmos管mhn1栅极时保证电路功能;另外由于本发明采用通过电荷泵充电第一耐压nmos管mhn1栅极的结构,第一耐压nmos管mhn1栅极开启得不是特别快,因此本发明还加入了第四耐压pmos管mhp4和第三耐压nmos管mhn3所在的放电通路,能够解决由于第一耐压nmos管mhn1栅极开启较慢导致的一开始驱动放电较慢的问题,对两条放电通路的控制还能形成变斜率放电功能。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合,这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

再多了解一些
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